基于零偏值二极管的模拟预失真电路的制作方法

本发明涉及一种能够对光载无线系统进行线性化的预失真电路，属于电子技术领域。具体涉及一种能够压缩三阶非线性失真的预失真电路。

背景技术：

随着通信技术的发展，宽带无线接入的需求增大。高频载波复用能够有效提高频谱利用率，以及通信系统的容量。通过微波同轴电缆传输信号，而成本太高，并且高频信号在电缆中有较高传输损耗。

光载无线系统（rof)解决了宽带无线的分布问题。光载无线系统将模拟光链路中的宽带无线信号从中心站传输到低成本的基站,具有带宽宽、成本低、损耗低、重量轻，更安全以及抗电磁干扰等特性。

但是，在光载无线系统中，由于光副载波调制，存在非线性问题，主要非线性器件包括电吸收调制器（eam）、马赫增德调制器、激光器等。另外，由于5g技术的提出，正交频分复用（ofdm）和波束成形（beamforming）技术，使得载波数量大大增加，频谱间的干扰越来严重，非线性对系统的影响更大。因此，消除非线性系统的三阶交调成为了关键问题。

模拟预失真电路能较好地抑制三阶交调。现有的宽带模拟预失真电路中加入了用于射频扼流的电感，以及直流偏置电源。电路尺寸较大，功耗较高，三阶交调随直流偏置变化较敏感，并且在两支路的接地端使用了两个电容。

本发明有如下优点：1、在接地端使用一个电容，去除了用来射频扼流的t型节结构，即去除电感和两支路分别连接的的电容，而结构更简单，尺寸更??；2、本发明不需要电压源。通过精确选取电阻来控制通过两个二极管的自偏置电流，以产生所需要的三阶交调信号?？朔艘酝缏分腥捉坏餍藕潘嫫玫缌鞅浠舾械奈侍?，且降低了功耗。3、通过调整与两个二极管串联的电阻阻值来进行高频段三阶交调分量的压缩，解决了预已有失真电路在高频段对三阶交调改善程度下降的问题。4、该电路可以通过改变与二极管串联的电阻3和4的阻值改变中心频率和工作带宽。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路通过使用两个肖特基二极管1和2并联，发明出了更小尺寸和更高带宽的预失真电路，线性化性能良好。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服了现有技术的不足，提供了一种对光载无线系统进行线性化的预失真电路。

预失真电路安装在光载无线系统的输入端，对输入信号产生预失真。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路包括：左支电路01和右支路02，左支电路01由一个肖特基二极管1和一个电阻3串联而成，右支路02由一个肖特基二极管2和一个电阻4串联而成；左支路01和右支路02的两个肖特基二极管1和2是零偏置二极管，呈反向平行放置；两个电阻3和4带宽相同，但阻值不同；预失真电路的输入端口7和输出端口8与特性阻抗50ohm的微带传输线连接。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，两个二极管1和2反向平行放置，不需要使用偏置电源来对两个二极管1和2提供偏置电流，二极管本身在其两端存在电压时能够自己产生内偏置电流；当有信号输入时，在左支路01上产生的各阶分量与右支路02上产生的各阶分量将抵消部分偶次分量，但一阶、三阶和五阶等奇次分量矢量叠加；

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，通过调整电阻3和电阻4的阻值来控制通过两个二极管的自偏置电流，以产生所需要的三阶交调信号；高频段三阶交调分量的压缩也通过调整电阻3和4的阻值来进行。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，调整两个电容5和6能够在一定程度上补偿反向平行二极管引入的相位误差，产生符合要求的预失真信号。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，不需要功率分配器、四分之一阻抗变换器和偏置电源，减小了电路尺寸和功耗。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路的特点在于：能够压缩三阶非线性失真，能够实现预失真可调性；根据非线性传输系统产生的非线性大小，通过调整两路二极管的串联电阻，能够改变预失真电路输出的三阶非线性分量，适用于不同程度的预失真要求，具体分析如下。

对于光载无线电系统中的电吸收调制器（eam）、马赫增德调制器和激光器以及其他非线性器件，传输特性可以表示如下：

(1-1)。

在非线性器件产生的交调分量中，三阶非线性分量是主要的非线性失真，因此仅考虑三阶交调非线性输出可表示为：

(1-2)。

由于两个二极管1和2反向平行，且电阻3和4的阻值不同，因此，偶数阶分量将不能完全抵消。加上奇数阶分量，预失真电路10的传输特性如下：

(1-3)

(1-4)。

为使三阶交调抵消，令：三次方项前面系数为零，得到三阶交调分量最大抵消需满足的条件为：

(1-5)。

将二极管的shockley方程经过taylor展开得到:

(1-6)。

其中，是偏置电压，是加在二极管两端的电压，各项前面的系数，其中，k为玻尔兹曼常数，q为电子电荷，t为热力学温度,为电子电荷。由于二极管采用的是零偏置二极管，二极管内部会产生随输入电压变化的偏置电流，不需要外部偏置电压。

当通过输入幅度为的单频信号：时，

（1-7）。

当没有外加的偏置电流时，二极管内部产生的自偏置电流为：

（1-8）。

是二极管的负载阻抗,对于二极管来说，是与二极管串联电阻的阻值为输出阻抗:，其中为从电流源向上看去的等效电阻，可表示为：

（1-9）。

是二极管的结电阻，是与二极管串联电阻的阻值，为输入信号加在二极管两端的电压。

下面推导输入信号加载到二极管两端的电压：是信号源的电压，为输入pdc的电压，向二极管和负载看进去的阻抗：

(1-10)。

是负载阻抗，是二极管的零偏置结电容，是角频率。

二极管处的反射系数为：，是微带线的特征阻抗。

其中输入阻抗为：

(1-11)。

输入电压为：

(1-12)。

其中为电流源的内阻。

加在二极管上的电压为：

(1-13)。

是加在电阻上的电压，可表示为：

(1-14)。

为二极管等效电路二次谐波分量的电流，可表示为：

(1-15)。

由于是作用于电阻上的电压，由诺顿等效原理：可表示为：

(1-16)。

为二极管产生的三阶交调分量电流：(1-17)。

在二极管两端产生的电压为：

(1-18)。

当输入信号为幅度为双音信号频率为和时，只考虑和项时：。

基频信号在负载端产生的电压为：

(1-19)

是传输线的长度。

在负载端产生的电压为：

(1-20)。

和为相位常数。同理，另一个二极管产生的三阶交调电流为，

其在负载端的电压为：。

其中另一个二极管2，其三阶交调分量在二极管两端产生的电压可表示为：

(1-21)

为二极管2的等效电流源从向下看去的等效电阻：

(1-22)

为二极管2产生的三阶交调分量：

(1-23)

为加在二极管2的电阻上的电压:

(1-24)。

最终得到负载端的三阶交调电压为：

(1-25)。

为相位常数，当输入信号频率为和，幅度为的信号时，要满足imd3最大抵消的条件（1-5），预失真器的参数为：

(1-26)。

在本发明的预失真器10中，由于去除了偏置电源，不需要考虑偏置对二极管的各项参数的影响，因此，只需要考虑电阻3,4，rf信号幅度vs对三阶交调的影响，另外，由于是零偏置，因此二极管的结电容为，可以从表达式看出，最终的三阶交调的实部和虚部与电阻3,4阻值r1,r2,和角频率有关，这意味着调整r1,r2,能够调节产生三阶交调的幅度和相位，如图3。

r1、r2,会对生成的imd3_pdc的幅度相位改变，从而使得和间形成一定的误差矢量：是残留的imd3信号，因此，要尽可能多的消除，即使更接近，即r1，r2，的取值应该使得预失真的参数，满足预失真最大抵消的条件，因此通过调节基本参数，能够使得预失真尽可能多的得到消除。而满足预失真最大消除条件的参数（r1，r2，），可能不止一种，其中包括,因此，需要对尽可能多的取值进行调试，以便获得最大抵消的效果。

在本次发明中，由于采用了零偏置电压，因此，结电容容值固定，取值为零偏置时的结电容，而内偏置电压又取决于r1，r2和输入信号幅度，通过改变r1,r2的值，使得在一定带宽上，取得了比较满意的效果。

调整r1,r2对二极管带宽有影响，因为调整r1,r2,，满足最大抵消条件（1-5）的角频率不同，因此，在三阶交调改善图中，imd3压缩的带宽会发生变化。

由于零偏置二极管本身产生自偏置电流，因此当选定r1，r2后，二极管结电容取值固定，另外，由于是针对固定带宽：24.25-27.5ghz的预失真，相当于固定，因此，只需找到一组r1,r2的值，能满足最大抵消的预失真条件，即可以使得在此段频率上消除imd3。

由于pdc产生三阶交调的理论表达式过于复杂，很难精确求出r1,r2的最优解，因此，通过仿真中优化r1，r2的阻值，能够使pdc达到在无偏置状态下达到最佳的imd3压缩特性。这个过程如下所示：调整电阻阻值r1,r2以后，两支路分别产生的三阶交调分别如图4中的imd3_1和imd3_2所示，合成之后的预失真信号如。将r1,r2分开设置为不同阻值是由于两个二极管分别产生的预失真信号：imd3_1=和imd3_2=可以有更灵活自由的矢量叠加方式，通过精确选取电阻阻值大小，可以使合成的预失真信号的幅度、相位与理想的预失真信号更接近。在合成之后的预失真信号与eam中imd3信号抵消过后，相较于两电阻等值的预失真器，抵消之后仍残留的imd3信号：在一定程度上减小。

本发明预失真器的电容3和4，具有改变电路寄生参数的作用，对imd3的压缩特性，最高imd3压缩点，压缩的频率宽度，都具有一定影响。

附图说明

图1.本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路12的电路图

图2.本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路12的等效电路图

图3.电路参数对三阶交调矢量合成的影响图

图4.两电阻不等值时对三阶交调合成的影响图

图5.本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路双频测试步骤图。

具体实施方式

本发明涉及的预失真电路如图1所示。本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路是一个串联型预失真线性化器，包括：左支电路01和右支路02，左支电路01由一个肖特基二极管1和一个电阻3串联而成，右支路02由一个肖特基二极管2和一个电阻4串联而成；左支路01和右支路02的两个肖特基二极管1和2是零偏置二极管，呈反向平行放置；两个电阻3和4带宽相同，但阻值不同；电容5和电容6，输入端口7和输出端口8。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，通过调整电阻3和电阻4的阻值来控制通过两个二极管的自偏置电流，以产生所需要的三阶交调信号；高频段三阶交调分量的压缩也通过调整电阻3和4的阻值来进行。调整两个电容5和6能够在一定程度上补偿反向平行二极管引入的相位误差，产生符合要求的预失真信号。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，采取把两个肖特基二极管1和2反向平行的摆放方式，以在两支路上产生不同幅度和不同相位的三阶交调分量信号，通过矢量合成以后生成需要的预失真信号。

本发明基于零偏值二极管的模拟预失真电路，两个二极管1和2反向平行放置，不需要使用偏置电源来对两个二极管1和2提供偏置电流，二极管本身在其两端存在电压时能够自己产生内偏置电流；当有信号输入时，在左支路01上产生的各阶分量与右支路02上产生的各阶分量将抵消部分偶次分量，但一阶、三阶和五阶等奇次分量矢量叠加；通过精确选取电阻3和4的阻值，能产生更加精确的三阶交调分量。

由于两个电阻3和4阻值的不同，两个二极管1和2的偶数阶非线性分量被抵消一部分，而主要产生三阶交调信号。通过调整宽带电阻3和4使得在两个二极管1和2产生的三阶交调信号矢量叠加后产生不同程度的非线性失真，在不同的频带内有不同的三阶交调压缩特性。

在此方案中，不需要电流源，这是因为反向并联的二极管1和2使用的是零偏置二极管，其内部会产生自偏置电流，该电流与二极管两端所加的电压、温度有关。

由于在新型预失真电路中去除了偏置电源，不需要偏置电源，因此，只需要考虑电阻3和4的阻值r1和r2，以及信号幅度对三阶交调的影响，因此最终的三阶交调的实部和虚部与两电阻3和4阻值、两个二极管的结电容，以及角频率有关，因此调整r1和r2能够调节产生三阶交调的幅度和相位，在一定的频率下能够满足非线性器件的三阶交调和预失真器三阶交调幅度相等、相位相反的条件，因此，能够在一定的频段内消除三阶交调。

本发明对采用电吸收调制器光载无线电系统的双频仿真测试具体步骤如下：

在advancedesignsyste（ads）中测试预失真电路10的线性化性能。具体测试步骤如图5所示，先将该预失真器与电吸收调制器14串联，然后将双频间隔为4.125mhz，功率为0.1dbm的双音信号15通入本发明的预失真器10；同时，用同样频率和间隔以及功率大小的双音信号13对电吸收调制器16单独进行测试，测试结果用来作为参考计算出三阶交调的压缩量大小。

将通过预失真器10的电吸收调制器14的输出信号，与未经过预失真器10的电吸

收调制器16的输出信号提取出来，计算出三阶交调的压缩量大小。

在仿真测试中，需要对本发明预失真器中的电阻3和4的阻值变化对三阶交调压缩量的影响进行调试和分析。先调试电阻3的阻值r1，找到具有最大压缩量的电阻3的阻值r1。

将电阻3的阻值r1设置为具有最大压缩量的电阻3的阻值，改变电阻4的阻值r2的值。从ads的优化仿真中可以看出，电阻4的阻值r2对最大压缩量影响较弱，但对中心频率影响较大，可以通过调整电阻4的阻值r2来调整预失真器的工作频段。

通过上述优化，确定电阻3的阻值r1和电阻4的阻值r2，即可在目标频段上达到最佳的压缩性能。本仿真测试确定电阻3的阻值r1为198ohm，电阻4的阻值r2为83ohm，在24.25ghz-27.5ghz上，本发明的预失真器10对三阶交调的最小改善为10db，最大改善为36.4db（在26ghz处），插入损耗为1.2db。

以上仿真测试表明，本发明的模拟预失真电路10基本满足线性化光载无线系统中的电吸收调制器的要求。另外，此发明模拟预失真电路也可以线性化其他类似的非线性器件或系统。以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的?；し段е?。