专利名称：载波再生电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于数字广播接收机接收BS数字广播的载波再生电路，尤其涉及一种用于数字广播接收机接收数字调制波的载波再生电路，其中调制波是分别具有不同必需C/N值(载波功率与噪声功率之比)的多种调制系统经时分复用以便发送的结果。
而且，在这种分级发射系统中，也以预定方式形成并BPSK调制帧同步模式和超帧识别信号。通过在接收C/N值是低C/N值时的接收操作期间脉冲串接收这些BPSK调制信号实现稳定的载波再生。
然而，常规数字广播接收机中的载波再生电路通常存在一个问题，因为其相位噪声的影响妨碍稳定的载波再生，并妨碍用低C/N值接收，在此情况下诸如室外单元的变频器不能充分执行。
本发明的目的是提供一种载波再生电路，它可以在低C/N值的接收中实现稳定的载波再生。
根据本发明用于接收通过时分复用多个调制系统的调制波而组成的数字调制波的数字广播接收机中的载波再生电路，包括接收相位检测装置，用于检测接收信号的解调已知模式接收相位；和载波再生相位误差检测装置，包括具有一个相位收敛点的绝对相位的相位误差表和从绝对相位旋转180°的相位的相位误差表，以便根据接收相位检测装置所检测的相位选择其中的一个，并发送基于根据接收信号的信号点位置获得的相位和相位收敛点之间的相差的输出。
其中通过控制再生载波的频率实现载波再生，以便根据信号点位置获得的相位与相位收敛点一致。
在根据本发明的载波再生电路中，通过再生载波频率控制实现载波再生，以便检测解调已知模式接收信号的接收相位，并根据所检测的接收相位，选择具有一个收敛点的绝对相位的相位误差表或从绝对相位旋转180°的相位的相位误差表，根据所选的相位误差表，获得基于根据接收信号的信号点位置所获相位和相位收敛点之间的相差的输出，基于相差的输出变为零，即根据信号点位置获得的相位与相位收敛点一致。在这种情况下，解调已知模式接收信号是BPSK信号，因为根据具有一个相位收敛点的相位误差表和BPSK相位误差表获得相差，将不产生超过±90°的相差，即使接收C/N是低C/N，也能实现稳定的载波再生。
根据本发明的载波再生电路还包括具有一个相位误差表的载波再生相位误差检测装置，该相位误差表具有与BPSK信号相对应的两个相位收敛点。
其中在作为主信号的解调BPSK信号的接收期间，选择具有两个相位收敛点的相位误差表，通过再生载波频率控制实现载波再生，以便根据作为主信号的BPSK信号的信号点位置获得的相位趋向于与靠近该相位的相位收敛点一致。
在根据本发明的载波再生电路中，在作为主信号的解调BPSK信号的接收期间，选择具有两个相位收敛点的相位误差表，通过再生载波频率控制将能够实现载波再生，以便根据作为主信号的BPSK信号的信号点位置获得的相位趋向于与靠近该相位的相位收敛点一致。
本发明的优选实施例下面将用实施例说明根据本发明的载波再生电路。
图1是表示根据本发明一种实施例的载波再生电路结构的方框图。
在说明根据本发明一种实施例的载波再生电路之前，将说明分级发射系统的帧结构。图2A示出了分级发射系统的帧结构的例子。一帧由一个192个码元的报头部分和多对203个码元和4个码元组成的39936个码元构成。
更详细地，该帧以下述顺序构成32个码元的帧同步模式(BPSK)(其中使用前20个码元)，用于标识发射复用配置的128个码元的TMCC(发射和复用配置控制)模式(BPSK)和32个码元的超帧识别信息模式(其中使用前20个码元)，203个码元的主信号(TC8PSK)，用每个帧周期设置的伪随机信号经BPSK调制的4个码元的脉冲串码元信号(在图2A中表示为BS)，203个码元的主信号(TC8PSK)，4个码元的脉冲串码元信号，……203个码元的主信号(QPSK)，4个码元的脉冲串码元信号，203个码元的主信号(BPSK)和4个码元的脉冲串码元信号。在此，8帧称为一个超帧，超帧识别信息模式是用于超帧识别的信息。另外，全部或部分脉冲串码元是已知信号并被视为BPSK信号。这些已知脉冲串码元是对于再生同步有效的脉冲串码元，并将在下文简称为脉冲串码元。
现在将继续说明如图1所示根据本发明一种实施例的载波再生电路。根据本发明一种实施例的载波再生电路包括运算电路1、数控振荡器2、包括数字滤波器和呈现升余弦特性的滚降滤波器3、帧同步定时电路4、发射模式判断电路5、用于选择相位误差表的旋转信号发生电路7、具有载波再生相位误差表的载波再生相位误差检测电路8、包括低通数字滤波器的载波滤波器9和AFC电路10，由帧同步定时电路4和发射模式判断电路5协作，为作为已解调的已知模式接收信号的帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间检测接收信号的接收相位，并与旋转信号发生电路7协作，相位收敛点选择一个相位误差表，由载波滤波器8平滑滤波基于根据已知模式的接收信号的信号点位置获得的相位与相位收敛点之间的相差的输出，并将其提供给AFC电路10，将控制再生载波的频率以便根据信号点位置获得的相位与相位收敛点一致。
如图3所示，数控振荡器2包括输出具有相反相位的正弦波数据23a和23b的正弦表23和输出余弦波数据24a和24b的余弦表24，根据AFC电路10的输出，输出每个都具有相反极性的正弦波数据23a和23b和余弦波数据24a和24b，并与AFC电路10协作输出具有相反极性基本构成再生载波的正弦波信号和余弦波信号。
如图3所示，运算电路1包括将在I轴被准同步检测的基带信号“i”乘以正弦波数据23a的乘法器1a，将基带信号“i”乘以余弦数据24a的乘法器1b，将在Q轴被准同步检测的基带信号“q”乘以具有相反极性的正弦波数据23b的乘法器1d，将基带信号“q”乘以余弦波数据24b的乘法器1e，将乘法器1b的输出和乘法器1d的输出相加并将结果输出为基带信号I的加法器1c，将乘法器1a的输出和乘法器1e的输出相加并将结果输出为基带信号Q的加法器1f，接收数控振荡器2的输出，使基带信号“i”和“q”经频率同步，并分别将调谐频率后的基带信号I和Q输出发送给滚降滤波器3。
帧同步定时电路4接收滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD，并将TMCC模式发送给发射模式判断电路5。根据TMCC模式的解码结果，发射模式判断电路5将两比特的发射模式信号发送给帧同步定时电路4，该信号对应于作为高等级信号的8PSK信号(已在8PSK调制波上解调的解调输出被表示为8PSK信号)，作为低等级信号的QPSK信号(已在QPSK调制波上解调的解调输出被表示为QPSK信号)和BPSK信号(已在BPSK调制波上解调的解调输出被表示为BPSK信号)。
帧同步定时电路4接收基带信号ID和QD和检测帧同步模式以将帧同步信号FSYNC输出给AFC电路10，接收发射模式判断电路5输出的发射模式信号，输出如图2B所示与帧同步模式报头同步的信号Rs、如图2C所示在报头和BPSK信号期间具有高电平的信号A1、如图2D所示在帧同步模式期间、超帧识别模式期间、脉冲串码元信号期间和QPSK信号期间具有高电平的信号A0、如图2E所示在帧同步模式期间具有高电平的信号As，如图2F所示在脉冲串码元信号期间具有高电平的信号Bs和如图2G所示在超帧识别模式期间具有高电平的信号SF。
帧同步定时电路4还检测在正相位接收还是在相反相位接收帧同步模式，并发出基于检测结果的二进制信号的帧同步模式接收相位识别信号和下文所述的用于识别超帧识别模式的信号的超帧识别模式识别信号。当帧同步定时电路4在正相位中接收到帧同步模式时，它发出“0”的帧同步模式接收相位识别信号“a”，当它在相反相位中接收到帧同步模式时，发出“1”的帧同步模式接收相位识别信号。
包括上述BPSK调制相应周期信号在内的各种调制信号经过所谓的绝对定相以便在发送方预先确定相位角度和码元之间的关系，以使在接收方根据帧同步模式的接收点的参考点可以实现绝对相位反转。在BPSK调制信号期间的脉冲串接收操作中，在绝对相位或者在已经经过180°相位旋转的相位中实现接收。判断哪一相位被用于接收仅通过当在绝对相位(下文称作正相位)中进行接收时识别帧同步模式“11101100110100101000”，当在相反相位(下文称作反相位)中进行接收时识别帧同步模式“00010011001011010111”，因此，通过帧同步模式检测相位可以确定在正相位中进行接收还是在反相位中进行接收，所以可以获取帧同步模式接收相位识别信号。更具体地，例如，通过输入帧同步模式相应比特的与门获得该信号。
接着，将说明超帧识别模式。图4A是超帧识别模式的解释图，W1表示帧同步模式，它对于所有的帧是相同的。在图4A中，模式W2和W3表示超帧识别模式，从每帧提取帧同步模式和超帧识别模式以便说明。对于起始帧，超帧识别模式是W2模式，而对于从第二帧到第八帧的所有七帧上的超帧识别模式是W3，模式W3由W2的反转模式构成。
在此，不考虑帧同步模式在正相位中还是在反相位中被接收，如图4B所示，帧同步定时电路4输出超帧识别模式识别信号“b”，该信号在超帧识别模式W2的起始帧期间是低电平，在超帧识别模式W3的随后七帧期间是高电平。
旋转信号发生电路7包括帧同步模式发生器电路71、超帧识别模式发生器电路72、脉冲串码元模式发生器电路73、异或电路74和76和或门电路75，并从异或门电路76输出旋转信号。
帧同步模式发生器电路71由信号Rs复位，接收信号As即帧同步模式期间的信号作为使能信号，并顺序经或门电路75向异或电路76发送与比特时钟信号同步的构成帧同步模式的信号，与被提供给异或电路76的帧同步模式接收相位识别信号“a”进行异或操作以发送旋转信号。因此，当在正相位中接收帧同步模式时，帧同步模式发生器电路71输出的帧同步模式期间的信号被作为旋转信号发送，当在反相位中接收该模式时，帧同步模式发生器电路71输出的帧同步模式信号的反转信号被作为旋转信号输出。
超帧识别模式发生器电路72由信号Rs复位，接收信号SF即超帧识别模式期间的信号作为使能信号，并顺序向异或电路74发送与比特时钟信号同步构成起始帧的超帧识别模式W2，与超帧识别模式识别信号“b”执行异或操作以发送给或门电路75。
因此，通过超帧识别模式识别信号“b”，从异或电路74发送用于起始帧的超帧识别模式W2和用于随后七帧由模式W2反转的模式W3。因此，从异或电路74，如图4A所示的超帧识别模式信号将被发送给或门电路75。
经或门电路75提供给异或电路76的异或电路74的输出与提供给异或电路76的帧同步模式接收相位识别信号“a”执行异或操作，并作为旋转信号发送。因此，当在正相位中接收帧同步模式时，发送异或电路74输出的超帧识别模式W2、W3、W3、W3、W3、W3、W3和W3作为用于从起始帧到第八帧的相应帧的旋转信号，当在反相位中接收帧同步模式，发送异或电路74输出的超帧识别模式的反转模式即模式W3、W2、W2、W2、W2、W2、W2和W2作为用于从起始帧到第八帧的相应帧的旋转信号。
脉冲串码元模式发生器电路73由信号Rs复位，接收信号Bs即脉冲串码元模式期间的信号作为使能信号，并经或门电路75向异或电路76连续发送与比特时钟信号同步的脉冲串码元信号，与提供给异或电路76的帧同步模式接收相位识别信号“a”执行异或操作，并将它们作为旋转信号发送。因此，当在正相位中接收帧同步模式时，发送脉冲串码元模式发生器电路73输出的脉冲串码元信号作为旋转信号，当在反相位中接收该模式时，输出脉冲串码元模式发生器电路73输出的脉冲串码元信号的反相信号作为旋转信号。
因此，当在正相位中接收帧同步模式时，在帧同步模式期间，帧同步模式信号从旋转信号发生电路7输出作为旋转信号，在超帧识别模式期间，如图4A所示对应于相应帧号的信号作为旋转信号被逐帧发送，在脉冲串码元模式期间，脉冲串码元信号作为旋转信号被发送。
当在反相位中接收帧同步模式时，在帧同步模式期间，帧同步模式的反转信号作为旋转信号从旋转信号发生电路7输出，在超帧识别模式期间，如图4A所示对应于相应帧号的反转信号作为旋转信号被逐帧发送，在脉冲串码元模式期间，脉冲串码元信号的反转信号作为旋转信号被发送。
接收基带信号ID和QD、信号A1、A0和旋转信号，载波再生相位误差检测电路8根据基带信号ID和QD为信号点检测相差，并发送基于相差的相位误差电压值。
更详细地，载波再生相位误差检测电路8包括图5所示的解调ROM表，图6A和6B所示具有一个相位收敛点(0(2π)弧度)的相位误差表(在本说明书中也称作绝对相位上的相位误差表)，所述相位收敛点仅由高电平载波锁定，图7A和图7B所示具有一个相位收敛点(π弧度)的相位误差表(在本说明书中也称作已旋转180°的相位上的相位误差表)，所述相位收敛点仅由低电平载波锁定，和图8A和8B所示与BPSK信号相对应具有两个相位收敛点(即0(2π)弧度和π弧度两个点)的相位误差表，根据基于图5所示表格的信号A1和A0识别发射模式，选择基于所识别的发射模式0的相位误差表，根据基带信号ID和QD的信号点位置所获取的相位，并获得用于该相位的相位误差电压以发送给载波滤波器9。
在载波再生相位误差检测电路8中，当其识别出发射模式，例如在帧同步模式、超帧识别模式和脉冲串码元信号(信号A1、A0是“1，1”)期间时，根据信号点位置所获相位的参考位置是0(2π )弧度或π弧度，当帧同步模式、超帧识别模式和脉冲串码元信号的每个信号具有高电平时，通过旋转信号选择图6A和6B所示的相位误差表，当帧同步模式、超帧识别模式和脉冲串码元信号的每个信号具有低电平时，通过旋转信号选择图7A和7B所示的相位误差表。
选择图6A和6B所示的相位误差表，信号点的参考位置是0(2π)弧度，当根据信号点位置获得的相位在从不小于π弧度到0(2π)弧度的递增方向上时，为该相位输出图6A所示的负相位误差电压值，当相位在从小于π弧度到0(2π)弧度的递减方向上时，为该相位输出图6A所示的正相位误差电压值，在向其提供该相位误差电压的AFC电路10的控制下，根据信号点位置已经获得的相位如图6A和6B所示收敛到0(2π)弧度。在这种情况下，当相位是π弧度时，相位误差电压值采用正方向上的最大值或负方向上的最大值。
当选择图7A和7B所示的相位误差表时，根据信号点位置获得的参考相位是π弧度，当根据信号点位置获得的相位在从不小于0(2π)弧度到π弧度的递增方向上时，为该相位输出图7A所示的负相位误差电压值，当相位是从小于0(2π)弧度到π弧度的递减方向上的相位时，为该相位输出图7A所示的正相位误差电压值，在向其提供该相位误差电压的AFC电路10的控制下，根据信号点位置已经获得的相位如图7A和7B所示收敛到π弧度。在这种情况下，当相位是0(2π)弧度时，相位误差电压值采用正方向上的最大值或负方向上的最大值。
在载波再生相位误差检测电路8中，当判断发射模式，例如是(主信号)BPSK信号(信号A1、A0时“1，0”)时，根据(主信号)BPSK信号的信号点位置所获相位的参考位置是0(2π)弧度和π弧度，选择如图8A和8B所示包括两个相位收敛点0(2π)弧度和π弧度的相位误差表。
在这种情况下，当根据信号点位置获得的相位在从不小于2/3π弧度到0(2π)弧度的递增方向上，为该相位输出如图8A所示的负相位误差电压值，当相位是在从小于π/2弧度到0(2π)弧度的递减方向上的相位时，为该相位输出如图8A所示的正相位误差电压值，当相位在从不小于π/2弧度到π弧度的递增方向上时，为该相位输出如图8A所示的负相位误差电压值，当相位是从小于3π/2弧度到π弧度的递减方向上的相位时，为该相位输出如图8A和8B所示的正相位误差电压值，如图8A和8B所示，相位经历到0(2π)或π弧度的收敛。在这种情况下，当相位是3π/4弧度或π/4弧度时，相位误差电压值采用正方向上的最大值或负方向上的最大值，并且该最大值是图6和图7情况中最大值的一半，在图6和图7的情况下收敛点为一个。
在载波再生相位误差检测电路8中，当它判断发射模式，例如是QPSK信号(信号A1，A0是“0，1”)时，或者当它判断发射模式是8PSK信号(信号A1，A0是“0，0”)时，选择图8A和8B所示的相位误差表。用于该情况的相位误差表与(主信号)BPSK信号情况下的相位误差表相同，但是如下文所述，对于这种情况，因为未使能载波滤波器9，并不产生任何问题。
载波再生相位误差检测电路8输出的根据从基带信号ID和QD信号点位置所获相位的相位误差电压被提供给包括一个数字低通滤波器的载波滤波器9，相位误差电压被平滑滤波。在这种情况下，信号A1被作为载波滤波器控制信号(CRFLGP)提供，仅在信号A1维持高电平即报头的时间间隔和(主信号)BPSK信号的时间间隔期间执行滤波器操作，而在信号A1维持低电平期间，维持滤波器操作先前瞬间的滤波器输出。载波滤波器9的输出作为调谐电压被提供给AFC电路10。
下面将说明根据如上所述本发明一种实施例的载波再生电路的操作。
在BS数字广播接收机中，通常指定信道内的所需信号由AFC电路10的扫描操作扫描，经过操作以便由载波再生电路捕获载波。在根据本发明一种实施例的载波再生电路中，接收经准同步检测系统正交解调的所需信号，提供给运算电路1的解调基带信号i和q和来自数控振荡器2的输出数据经运算操作，并被转换成基带信号I和Q。
基带信号I和Q被提供给滚降滤波器4，经过滚降滤波器3的基带信号ID和QD被提供给载波再生相位误差检测电路8，获得用于载波再生的根据从基于基带信号ID和QD的信号点位置所获相位的相位误差电压，然后由载波滤波器9平滑滤波相位误差电压并作为调谐电压提供给AFC电路10，AFC电路10的输出被发送给数控振荡器2，控制载波频率以使相位误差电压变为0，从而实现载波再生。
另一方面，基带信号ID和QD被提供给帧同步定时电路4，检测帧同步模式，从而捕获帧同步以建立帧定时，然后区分帧同步模式、TMCC模式、超帧识别模式和脉冲串码元信号的各时间顺序位置，并将TMCC模式发送给发射模式判断电路5以进行解码，接收发射模式判断电路5输出的发射模式信号，帧同步定时电路4发送信号Rs、Al和AO、As、Bs和SF。
在这种情况下，在帧同步模式期间、TMCC模式期间、超帧识别模式期间、脉冲串码元信号期间和BPSK信号(主信号)期间维持高电平的信号A1被作为载波滤波器控制信号(CRFLGP)提供，并在载波滤波器控制信号(CRFLGP)维持高电平期间执行滤波器操作，即载波滤波器9执行在低电平期间停止的滤波操作期间，维持停止之前瞬间的输出状态，并由脉冲串接收实现载波再生。
从帧同步定时电路4，基于在正相位还是在反相位中接收到帧同步模式的帧同步模式接收相位识别信号和识别超帧识别模式的超帧识别模式识别信号被发送给旋转信号发生电路7，并根据其模式为接收方所己知的帧同步模式、和超帧识别模式和脉冲串码元信号的接收相位和时间顺序位置，在旋转信号发生电路7中检测用于相应时间的接收相位点，根据这些检测出的接收相位点，旋转信号被发送给载波再生相位误差检测电路8。
在已经向其提供旋转信号的载波再生电路检测电路8中，在帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间，根据旋转信号，选择如图6或图7A和7B所示的具有一个收敛点的一个相位误差表，然后获得对于根据帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间相应基带信号ID和QD的信号点位置获得的相位的相位误差电压，由载波滤波器平滑滤波的相位误差电压被发送给AFC电路10，控制载波频率并实现载波再生。
如上所述，在具有已知模式的帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间，选择包括绝对相位或旋转180°的相位的一个相位误差表，因此，在这些各个期间内，使用仅具有一个收敛点的相位误差表，将分别收敛到0(2π)弧度和π弧度以产生在载波再生上没有任何相差误差的调谐电压，因而可以实现稳定的载波再生。
在TMCC模式期间和BPSK信号(主信号)期间，选择如图8A和8B所示包括两个收敛点的相位误差表，根据如图8A和8B所示的相位误差表获得对于根据TMCC模式期间和BPSK信号(主信号)期间的信号点位置获得的相位的相位误差，从而实现载波再生。其原因在于在TMCC模式期间和BPSK信号(主信号)期间模式是未知的，因此不能使用图6A和6B或者图7A和7B中的相位误差表。
另外，通过由旋转信号同时反相基带信号ID和QD，而不是如图6A和6B和图7A和7B所示用于绝对相位的相位误差表和用于180°旋转相位的相位误差表，可以安排相差以用如图6A和6B所示用于绝对相位的一个相位误差表获得。
如上所述，在根据本发明一种实施例的载波再生电路中，对于具有已知模式的帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间，举例说明了使用包括绝对相位的相位误差表和包括180°旋转相位的相位误差表的情况，可以使用具有已知模式的一个或多个帧同步模式周期、超帧识别模式周期和脉冲串码元信号周期。在这种情况下，简化了旋转信号发生电路7。工业适用性如上所述，根据本发明的载波再生电路，在用于已知模式信号接收周期的载波再生相位误差检测上，根据接收信号的接收相位选择具有一个收敛点的包括绝对相位的相位误差表或包括180°旋转相位的相位误差表，并实现载波再生，因而，产生这样的优点，即使在接收C/N是低C/N的情况下也可以实现在稳定载波再生中不产生相差误差。
权利要求
1．一种用于接收通过时分复用多个调制系统的调制波而组成的数字调制波的数字广播接收机中的载波再生电路，包括接收相位检测装置，用于检测接收信号的解调已知模式接收相位；和载波再生相位误差检测装置，包括具有一个相位收敛点的绝对相位的相位误差表和从绝对相位旋转180°的相位的相位误差表，以便根据所述接收相位检测装置所检测的相位选择其中的一个，并发送基于根据接收信号的信号点位置获得的相位和相位收敛点之间的相差的输出，其中通过控制再生载波的频率实现载波再生，以便根据信号点位置获得的相位与相位收敛点一致。
2．根据权利要求1的载波再生电路，包括具有一个相位误差表的载波再生相位误差检测装置，该相位误差表具有与BPSK信号相对应的两个相位收敛点，其中在作为主信号的解调BPSK信号的接收期间，选择具有两个相位收敛点的相位误差表，通过再生载波频率控制实现载波再生，以便根据作为主信号的BPSK信号的信号点位置获得的相位与靠近该相位的相位收敛点一致。
全文摘要
提供一种即使在以低C/N值进行接收时也可以执行稳定载波再生的载波再生电路。由帧同步定时电路(4)检测解调已知模式接收信号的接收相位,并根据所检测的接收相位,选择具有一个收敛点的绝对相位的相位误差表或从绝对相位旋转180°相位的相位误差表,所述相位误差表包括在载波再生相位误差检测电路(8)中,根据所选择的相位误差表,获得基于根据接收信号的信号点位置所获相位和相位收敛点之间的相差的输出,因而通过经AFC电路(10)的再生载波频率控制实现载波再生,以便根据信号点位置获得的相位与相位收敛点一致。
文档编号H04L27/227GK1283354SQ98812621
公开日2001年2月7日 申请日期1998年12月25日 优先权日1997年12月26日
发明者加藤久和, 桥本明记, 齐藤知弘, 峰松史明, 白石宪一, 堀井昭浩, 松田升治, 新城壮一 申请人:株式会社建伍